Анализ биоимпеданса (BIA) с AD5933: 9 шагов

2024 Автор: John Day | [email protected]. Последнее изменение: 2024-01-30 11:51

Я был заинтересован в создании анализатора биоимпеданса для измерения состава тела, и мои случайные поиски продолжали находить конструкцию из курса биомедицинского приборостроения 2015 года в Университете Вандербильта. Я поработал над дизайном и немного улучшил его. Я хотел бы поделиться с вами своими выводами. Возьмите то, что вы можете использовать из этого «пошагового руководства», если что-то неясно, предложите улучшения. Возможно, когда-нибудь я изложу свою идею в более связной форме, но пока я надеюсь, что вы сможете использовать все, что видите здесь. (Если вы думаете, что можете написать это и улучшить, добро пожаловать)

Тедди

Эта конструкция состоит из микросхемы AD5933 и пользовательского аналогового интерфейса (AFE) для взаимодействия AD5933 с корпусом. Затем AD5933 выполняет измерения, и результаты могут обрабатываться микроконтроллером (например, Arduino).

Если вы планируете использовать Arduino в качестве источника питания, убедитесь, что операционные и инструментальные усилители (операционные усилители и входные усилители) поддерживают так называемое напряжение «однополярного питания» и имеют характеристики для шины Rail-to-Rail.

(В дальнейшем я буду использовать источник питания (от Arduino) на 5 В и настройку Range 1 на AD5933.)

Шаг 1. Стадия повторной предвзятости

Первая часть AFE - это этап повторного смещения. Сигнал выходного напряжения не центрируется в середине диапазона напряжения питания (VDD / 2). Это исправляется путем использования конденсатора для блокировки части постоянного тока сигнала и отправки его через делитель напряжения, чтобы добавить смещение постоянного тока обратно в сигнал.

Два резистора повторного смещения могут быть любого номинала, если они одинаковы. Конкретное значение крышки также не имеет значения.

Этап повторного смещения работает как фильтр верхних частот и поэтому имеет частоту среза:

f_c = 1 / (2 * пи * (0,5 * R) * C)

Убедитесь, что частота среза на несколько десятков лет ниже минимальной частоты, которую вы планируете использовать. Если вы планируете использовать в своем приложении 1 кГц, вам следует выбрать значения конденсаторов и резисторов, которые дадут вам частоту среза порядка 1-10 Гц.

Последняя часть этого каскада - операционный усилитель, работающий как повторитель напряжения. Это необходимо для того, чтобы значения резистора не мешали работе следующего каскада.

Шаг 2: резистор, чувствительный к току

Первая часть следующего каскада - это резистор, чувствительный к току. Ток через этот резистор будет таким же, какой усилитель будет пытаться поддерживать через тело. Убедитесь, что ток соответствует стандартам безопасности IEC6060-1 *:

На частотах ниже 1 кГц через тело может проходить максимум 10 мкА (RMS). На частотах выше 1 кГц следующее уравнение дает максимально допустимый ток:

Максимальный переменный ток <(минимальная частота в кГц) * 10 мкА (RMS)

Соотношение между пиковой амплитудой сигнала переменного тока и его среднеквадратичным значением: Пик = sqrt (2) * RMS. (Среднеквадратичное значение 10 мкА соответствует пиковой амплитуде 14 мкА)

Используя закон Ома для резистора, мы можем рассчитать номинал резистора, который будет соответствовать стандарту безопасности. Мы используем напряжение возбуждения от AD5933 и максимальное значение тока:

U = R * I => R = U / I

Например. используя настройку Range 1 Upeak = 3V / 2 = 1.5V (или 1V @ 3.3V)

Используя пиковое значение 14 мкА, указанное выше, я получаю сопротивление резистора не менее 107 кОм.

Использованная литература:

* Analog Devices: «Биоимпедансная схема для систем, изношенных телом»

Шаг 3: усилитель прозрачной проводимости

После резистора, считывающего ток, идет операционный усилитель с отрицательной обратной связью. Это так называемая установка «Load-in-the-Loop». Положительный входной вывод операционного усилителя подключен к напряжению VDD / 2. Операционный усилитель теперь попытается настроить свой выходной сигнал в направлении, противоположном сигналу возбуждения, так, чтобы напряжение на отрицательной клемме было равно VDD / 2. Это создаст колебательный потенциал, проталкивающий и протягивающий ток через тело.

Ток, потребляемый с отрицательной клеммы операционного усилителя, практически равен нулю. Следовательно, весь ток через резистор измерения тока должен проходить через тело. Это механизм, который делает эту установку усилителем проводимости (также называемым источником тока, управляемым напряжением, VCCS).

Операционный усилитель может поддерживать ток только в том случае, если сопротивление корпуса не слишком велико. В противном случае выход операционного усилителя будет просто максимальным при напряжении питания (0 или 5 В). Максимальный поддерживаемый диапазон напряжения составляет VDD / 2 + Upeak (2,5 + 1,5 В = 4 В при питании 5 В). Запас напряжения операционного усилителя должен быть вычтен из этого значения, но если операционный усилитель имеет характеристики между питанием от шины питания, это будет лишь небольшой величиной. Таким образом, максимальный импеданс, который может поддерживать операционный усилитель, составляет:

Z <(VDD / 2 + Upeak) / Imax

(В моей настройке Z <4 В / 14 мкА = 285 кОм, желания достаточно, чтобы покрыть диапазон импеданса тела)

Защитный резистор имеет очень большое значение (1-1,5 МОм) по сравнению с корпусом (около 100 кОм), и для всех нормальных операций он не будет потреблять заметного тока, а сопротивление параллельного соединения во многом зависит от импеданса тела. Если импеданс корпуса должен возрасти (например, ослабление контактных площадок), ток может пройти через резистор, и выход операционного усилителя на максимум не приведет к возникновению неприятных напряжений в контактных площадках.

Шаг 4: инструментальный усилитель

Следующим этапом является инструментальный усилитель (in-amp), который измеряет напряжение на теле. Напряжение на корпусе колеблется около 0 В, но AD5933 требует, чтобы входное напряжение было в положительном диапазоне. Таким образом, входной усилитель добавляет к измеренному сигналу напряжения смещение постоянного тока VDD / 2.

Опорное значение VDD / 2 генерируется делителем напряжения. Можно использовать резисторы любого номинала, если они одинаковы. Делитель напряжения отделен от сопротивления остальной схемы повторителем напряжения. Затем выходной сигнал повторителя напряжения может быть направлен как на входной усилитель, так и на усилитель транс-проводимости.

Шаг 5: этап ввода и калибровка

Входной каскад AD5933 содержит операционный усилитель с отрицательной обратной связью. Есть два резистора: один последовательно (Rin) и один параллельно (RFB). Коэффициент усиления операционного усилителя определяется выражением

A = - RFB / Rin

Коэффициенты усиления входного операционного усилителя и входного усилителя (и PGA) должны гарантировать, что сигнал, поступающий на АЦП AD5933, всегда находится в пределах 0 В и VDD.

(Я использую единичное усиление усилителя и значения резистора, которые дают примерно A = 0,5)

Внутри AD5933 АЦП преобразует сигнал напряжения в цифровой сигнал. Диапазон напряжения от 0 В до VDD преобразуется в цифровой диапазон 0-128 (2 ^ 7). (Документация по этому поводу не ясна, но внимательное изучение графиков в [1] и некоторые эксперименты с моей стороны подтверждают это.)

Внутри модуля DFT есть еще одно масштабирование 256 (1024/4, см. [1]) до того, как результат будет сохранен в действительном и мнимом регистрах.

Следуя сигналу напряжения через AFE в АЦП и используя упомянутые выше масштабные коэффициенты, можно оценить коэффициент усиления следующим образом:

g = (VDD * Rcurrent * Rin) / (256 * PGA * Upeak * RFB * 2 ^ 7)

некоторая калибровка все же может потребоваться, поэтому учитывайте некоторые эффекты, не являющиеся частью этой математической модели, поэтому, пожалуйста, измерьте истинное значение усиления путем измерения компонентов с известным импедансом, таких как резисторы. (g = Z / mag, см. ниже)

Импеданс теперь можно рассчитать с помощью

Z = g * mag

mag = sqrt (реальный ^ 2 + мнимый ^ 2)

PA = arctan2 (действительный, мнимый) - deltaPA

УМ, вероятно, необходимо откалибровать, так как в AD5933 существует систематический фазовый сдвиг в зависимости от частоты. deltaPA, вероятно, будет линейной функцией частоты.

Сопротивление и реактивное сопротивление теперь можно рассчитать с помощью

R = Z * cos (Па)

X = Z * sin (Па)

Ссылки: [1] Леонид Мациев, «Повышение производительности и универсальности систем на основе одночастотных детекторов DFT, таких как AD5933», Electronics 2015, 4, 1-34; DOI: 10.3390 / electronics4010001

Шаг 6: Дополнительные материалы: Spectral Leakage (DC)

Сигнал, который мы вводим в AD5933, представляет собой зависимость напряжения / тока от времени, но нас больше всего интересует импеданс как функция частоты. Для преобразования между временной областью и частотной областью нам необходимо выполнить преобразование Фурье сигнала временной области. AD5933 имеет встроенный модуль дискретного преобразования Фурье (ДПФ). На низких частотах (ниже примерно 10 кГц) на построение ДПФ влияют наложения спектров и спектральные утечки. В [1] он подробно описывает, как исправить спектральную утечку. Суть этого состоит в том, чтобы вычислить пять (плюс две) константы для каждого шага частоты в развертке. Это легко сделать, например, Arduino в программном обеспечении.

Утечка бывает двух форм: утечка постоянного тока, которая носит аддитивный характер, и утечка переменного тока, которая носит мультипликативный характер.

Утечка постоянного тока происходит из-за того, что сигнал напряжения на АЦП колеблется не около 0 В, а около VDD / 2. Уровень постоянного тока VDD / 2 должен соответствовать цифровому показанию постоянного тока примерно 64 (обозначенная дельта в [1]).

Действия по исправлению спектральной утечки постоянного тока:

1) Рассчитайте коэффициент огибающей E для текущей частоты.

2) Рассчитайте два коэффициента усиления GI (действительный) и GQ (мнимый).

3) Вычтите дельту * GI из значения реального регистра и дельту * GQ из значения мнимого регистра.

Использованная литература:

[1] Леонид Мациев, «Повышение производительности и универсальности систем на основе

Одночастотные детекторы DFT, такие как AD5933 , Electronics 2015, 4, 1-34; doi: 10.3390 / electronics4010001

[2] Конрад Хабовски, Томаш Пясецки, Анджей Дзерка, Кароль Нитч, «Простой измеритель импеданса в широком диапазоне частот на основе интегральной схемы AD5933», Metrol. Измер. Syst., Vol. XXII (2015), № 1, с. 13–24.

Шаг 7: Дополнительные материалы: Spectral Leakage (AC)

Как и утечка постоянного тока, утечка переменного тока может быть исправлена математически. В [1] сопротивление и реактивное сопротивление называются A * cos (phi) и A * sin (phi) соответственно, где A соответствует величине импеданса, а phi соответствует фазовому углу (PA).

Действия по исправлению спектральной утечки переменного тока:

1) Рассчитайте коэффициент огибающей E (не такой, как для постоянного тока) для текущей частоты.

2) Рассчитайте три фактора a, b и d. (приблизительные значения на более высоких частотах: a = d = 256 и b = 0)

3) Сопротивление (Acos (phi)) и реактивное сопротивление (Asin (phi)) теперь можно рассчитывать в цифровых единицах.

Ссылки: [1] Леонид Мациев, «Повышение производительности и универсальности систем на основе одночастотных детекторов DFT, таких как AD5933», Electronics 2015, 4, 1-34; DOI: 10.3390 / electronics4010001

[2] Конрад Хабовски, Томаш Пясецки, Анджей Дзерка, Кароль Нитч, «Простой измеритель импеданса в широком диапазоне частот на основе интегральной схемы AD5933», Metrol. Измер. Syst., Vol. XXII (2015), № 1, с. 13–24.

Шаг 8: Дополнительные материалы: теоретический коэффициент усиления

Учитывая математическое моделирование ДПФ, также должна быть возможность смоделировать весь AFE математически. Математически сигнал напряжения можно описать синусоидальной функцией с заданной фиксированной частотой, смещением постоянного тока и колебаниями переменного тока с пиковой амплитудой. Частота не меняется во время шага частоты. Поскольку коэффициент усиления изменяет только величину импеданса, а не УМ, мы не будем здесь беспокоиться о каком-либо фазовом сдвиге, наведенном на сигнал.

Вот краткое описание сигнала напряжения при его прохождении через AFE:

1) После каскада повторного смещения амплитуда переменного тока все еще Upeak = 1,5 В (1 В при VDD = 3,3 В), а смещение постоянного тока было изменено на VDD / 2.

2) В резисторе измерения тока напряжение остается таким же, как на предыдущем этапе …

3)… но из-за колебательного напряжения операционного усилителя колебания переменного тока имеют размер Z * Upeak / Rcurrent. (Смещение постоянного тока компенсируется опорным напряжением операционного усилителя VDD / 2 - точкой поворота качелей - и становится виртуальной землей в этой части схемы)

4) Единичный входной усилитель добавляет обратно смещение постоянного тока VDD / 2 и перенаправляет сигнал на входной каскад AD5933.

5) Операционный усилитель во входном каскаде имеет коэффициент усиления A = -RFB / Rin, и поэтому амплитуда переменного тока становится (Z * Upeak / Rcurrent) * (RFB / Rin)

6) Непосредственно перед АЦП находится усилитель с программируемым коэффициентом усиления (PGA) с двумя настройками усиления 1 или 5. Таким образом, сигнал напряжения на АЦП принимает следующий вид: PGA * (Z * Upeak / Rcurrent) * (RFB / Rin)

АЦП преобразует сигнал v (t) в цифровой сигнал x (t) = u (t) / VDD * 2 ^ 7 с точностью до 12 бит.

Величина A связана с импедансом Z коэффициентом усиления k, так как A = k * Z и имеет приблизительное значение k = PGA * Upeak * RFB * 2 ^ 7 / (VDD * Rcurrent * Rin).

Если вам нравится работать с коэффициентом усиления, вместо этого g = 1 / k и Z = g * A.

Шаг 9: Дополнительные материалы: сдвиг PA

В [2] они обнаружили систематический сдвиг PA в зависимости от частоты. Это происходит из-за временной задержки между ЦАП, где генерируется сигнал возбуждения, и ДПФ, где входящий сигнал должен быть свернут с исходящим сигналом.

Сдвиг характеризуется количеством тактовых циклов, когда сигнал представляет собой задержку между ЦАП и ДПФ внутри AD5933.

Ссылки: [1] Леонид Мациев, «Повышение производительности и универсальности систем на основе одночастотных детекторов DFT, таких как AD5933», Electronics 2015, 4, 1-34; DOI: 10.3390 / electronics4010001

[2] Конрад Хабовски, Томаш Пясецки, Анджей Дзерка, Кароль Нитч, «Простой измеритель импеданса в широком диапазоне частот на основе интегральной схемы AD5933», Metrol. Измер. Syst., Vol. XXII (2015), № 1, с. 13–24.